asyan.org
добавить свой файл
  1 2 3 4

5.2. Інтегрально-оптичні пристрої обробки інформаційних сигналів. Принципи оптичної хвилевідної обробки сигналів. Методи побудови ОІС для інформаційної техніки

Розгляд загальних принципів оптичної хвилевідної обробки сигналів та методів побудови ОІС для інформаційної техніки тісно пов’язаний з класифікацією ОІС, вибором для них базових хвилевідних елементів і матеріалів.
5.2.1. Типи та основні класи ОІС для обробки інформації

Класифікацію ОІС можна провести багатьма шляхами. Наприклад за конструкторсько-технологічним і фізичним принципам побудови, за призначенням типу матеріалів, що використовуються, тощо. З практичної точки зору найбільш суттєва різниця між ОІС пов’язана з можливістю та (або) необхідністю їх стиковки з волоконно-оптичними системами. В залежності від типу з’єднання можна виділити три основних типи ОІС:

  1. ОІС, які вимагають стиковки з волоконним світловодом як на вході, так і на виході;

  2. ОІС, які вимагають стиковки з волоконним світловодом лише на виході;

  3. ОІС, які не вимагають стиковки з волоконним світловодом.

ОІС другого третього класу стикуються на вході як правило з випромінювачем або з іншою ОІС, а ОІС третього типу стикується на виході з фотоприймачем або іншою ОІС.

З точки зору функціонального призначення можна виділити три основні класи ОІС для обробки інформації:

  1. Аналогові ОІС для обробки сигналів;

  2. Цифрові та логічні ОІС для обчислювальної техніки;

  3. Комутуючи ОІС.

Прикладами ОІС 1-го класу є ІО-спектроаналізатори, корелятори, аналого-цифрові та цифро-аналогові перетворювачі (АЦП та ЦАП) та ін. До другого класу відносяться арифметичні та логічні ОІС мультістабільні ОІС, тощо. ОІС третього класу це різного робу перемикачі та комутатори.
5.2.2. ОІС для обробки сигналів

5.2.2.1. Інтегрально-оптичні спектроаналізатори високочастотних сигналів

Рисунок 5.2.1 ілюструє схему інтегрально-оптичного аналізатора спектра. Підкладенка – кремній/окисел кремнію ()

Проведемо оцінку трансформації просторових параметрів інформаційного сигналу за допомогою ПАХ-модулятора:27

- Частота модуляції електричного сигналу ~ Гц;

- Частота модуляції звукового сигналу (та сама) ~ Гц;
- Швидкість розповсюдження електричного сигналу ~ м/с;

- Швидкість розповсюдження звукового сигналу ~ м/с.

З відомого співвідношення випливає, що , а довжина акустичної хвилі і відповідно період наведеної решітки . Природно, що такі періоди решітки легко вкладаються в межі роздільної здатності більшості матеріалів. Отже, трансформація сигналу з радіо у звуковий діапазон призводить до значного спрощення його аналізу. Додамо, що граничні частоти, які можуть бути проаналізовані за допомогою такого типу аналізаторів, сягають величини 500 МГц.

Суттєвий недолік такого спектроаналізатора полягає в тому, що штирковий перетворювач спроможний ефективно збуджувати поверхневу акустичну хвилю лише певної відносно невеликої смуги частот (не більше 100 Мгц).28


Рис. 5.2.2
Цей недолік може бути в значній мірі подоланий, якщо використовують не один, а цілу низку штиркових перетворювачів, які розраховані на різні частоти (рис. 5.2.2). Такі модулятори вмикають паралельно. Різна відстань ПАХ-модуляторів до фур’є-перетворюючого об’єктива призводить до виникнення фазового зсуву в площині приймачів. Проте, оскільки фіксується інтенсивність сигналів, то як показано вище в пункті 1.4.2, цей фазовий множник зникає. Отже, в площині приймачів фіксується спектр потужності електричномодульованого сигналу. Робоча смуга частот у таких перетворювачах може сягати величини 1000 МГц.

Проведемо оціночний розрахунок роздільної здатності спектроаналізатора за частотою електричного сигналу.

Нагадаємо, що об’єктив створює в фокальній площині Фур’є-образ поля, яке сформоване перед лінзою:

(5.2.1)

де – просторова координата в фокальній площині, – фокальна відстань об’єктива, – показник заломлення лінзи. Проте початкове поле – задане в області (див. рисунок 5.2.1), яка обмежена робочою ділянкою модулятора (якщо, вона менше ніж вхідний отвір об’єктива), або вхідним отвором об’єктива (якщо робоча ділянка модулятора більше ніж цей отвір). В такому випадку (5.2.1) трансформується до вигляду:

(5.2.2)

Згідно з (5.2.2)

(5.2.3)

Отже будь-яка плоска хвиля фокусується об’єктивом в пляму, розміри якої за звичай визначають, як розміри області, що займає нульовий дифракційний максимум функції . Відповідно розміри цього порядку (та мінімально можлива величина дифракційної плями) визначається співвідношенням:

(5.2.4)

З цього співвідношення випливає низка висновків:

1. Немає сенсу робити розміри приймальних площинок фотоприймача менше ніж ця величина

2. Роздільна здатність спектроаналізатора визначається різницею кутів дифракції

, (5.2.5)

яка відповідає періодам бігучих хвиль, що утворюються близькими за частотою сигналами.

Період бігучої „акустичної” решітки дорівнює довжині акустичної хвилі:

, (5.2.6)

де - частота електричного сигналу. Тоді, виходячи з формули решітки (при умові, що та використовується перший дифракційний порядок) маємо

, або (5.2.7)

де – швидкість звука в середовищі хвилеводу.29a

При м/с, та мм, КГц
5.2.2.2. Інтегрально-оптичні корелят ори


Інтегрально-оптичні корелятори (ІОК) можуть використовуватися для реалізації операцій типу згортки в задачах розпізнавання образів з метою прийняття рішень.29b

ІОК умовно можна поділити на два типи:

  1. Корелятори з просторовим інтегруванням.

  2. Корелятори з часовим інтегруванням.

Схема корелятора з просторовим інтегруванням наведена на рисунку 5.2.3. За допомогою двох ПАХ модуляторів, які формують акустичні хвилі, що розповсюджуються назустріч друг другу утворюється дві бігучі решітки, тим самим забезпечується зсув двох модулюючих функцій у часі. Інтегрування здійснюється за допомогою об’єктива 7. В площині фотоприймача формується певний сигнал, якій є згорткою сигналів: еталонного та сигналу порівняння .


Рис. 5.2.5. Принципова схема інтегрально-оптичного корелятора цифрових сигналів:

1 – хвилевід з ніобату літію, 2 – контактна площинка для призми, 3,9 – призмені елементи зв’язку, 4 – вхідний пучок, 5 – клеми для подачі інформаційних сигналів, 6 – ПАХ перетворювач, 7 – фотоприймачі, 8 – об’єктив, 10 – електрооптичний модулятор.

Схема корелятора з часовим інтегруванням наведена на рисунку 5.2.4. Еталонний сигнал задається за допомогою модуляції струму накачування джерела випромінювання. Сигнал порівняння сигнал, що модулює певний високочастотний сигнал (сигнал проміжної частоти). Тоді частота бігучої решітки залишається сталою. Отже дифракційний порядок завжди має один напрямок. Глибина модуляції решітки визначається модулюючим сигналом , якій пересувається вздовж модулятора із швидкістю розповсюдження акустичної хвилі. Просторовий зсув сигналу визначається швидкістю розповсюдження акустичної хвилі. Поле за модулятором 3,4 можна розглядати як добуток двох функцій та , що дифрагує на решітці. Інтегрування здійснюється за допомогою об’єктива 6. В площині фотоприймача формується певний сигнал, якій є згорткою сигналів: еталонного та сигналу порівняння .29

На рисунку 5.2.5 наведена принципова схема інтегрально-оптичного корелятора цифрових сигналів. Еталонний сигнал, сигнал порівняння, (“фільтруюча функція”) подається на електрооптичний просторовий модулятор 10. При роздільному збудженні окремих сегментів модулятора можна формувати еталонні функції різного виду в широкому діапазоні з високою роздільною здатністю. Іншими словами, при подачі напруги до секцій модулятора за рахунок електрооптичної зміни показника заломлення хвилевідного шару формується стаціонарна (нерухома) дифракційна решітка, яка дає можливість модулювати однорідний пучок 4 паралельно за декількома інформаційними каналами (їх кількість дорівнює кількості секцій модулятора). ПАХ-модулятор 6 формує біжучу поверхневу акустичну хвилю , яка у свою чергу формує динамічну решітку.

Вхідні сигнали перетворюються в імпульси ПАХ, довжина яких узгоджена з довжиною елементів модулятора. Одиниця кодується високочастотною ПАХ, нуль – низькочастотною.

Операція множення виконується за рахунок подвійної дифракції на двох решітках (рухомій та нерухомій). Інтегрування здійснюється об’єктивом 8. Геометрія пристою така (періоди дифракційних решіток), що світловий пучок, який відповідає збіжним розрядам вхідної посилки (1-1, 0-0), попадає на один приймач, а якщо він відповідає незбіжним розрядам (1-0, 0-1), – на інший приймач.

Поданий на рисунку 5.2.5 інтегрально-оптичний корелятор, призначений для обробки 32-розрядних кодів при швидкодії 32 МБіт/с. Виконання кореляції з такою швидкістю еквівалентне швидкості виконання такої операції у звичайному комп’ютері зі швидкістю ~ 109 операцій за секунду.

5.3. Аналого-цифрові перетворювачі. Чотири розрядний АЦП

Основою інтегрально-оптичного АЦП є матриця модуляторів інтерференційного типу (рис. 5.3.1, а).

Випромінювання від лазера з частотою дискретизації подається на вхід ОІС. Аналоговий сигнал подається на керуючі електроди (А) матриці інтерферометрів. Зауважимо, що в кожного наступного інтерферометра довжина їх у два рази менше. Отже, одна й та сама напруга призводить до вдвічі меншої зміни показника заломлення. Як наслідок – вдвічі менше змінюється різниця фаз. Модуляція інтенсивності на інтерферометрах у залежності від напруги наведена на рисунку 5.3.2.
30

а б

Рис. 5.3.1

31

Рис. 5.3.2
На виході інтерферометрів розташовані приймачі та нелінійні елементи, які спрацьовують по деякому пороговому рівню, що позначений на рисунку 5.3.2 пунктиром. Порговий рівень задається опорним сигналом, якій формується світловим потоком, що не пройшов через інтерферометри. Тоді на виході такої схеми будемо мати послідовність імпульсів частотою та величиною, яка визначається згідно з рисунком 5.3.2 (товсті лінії).

Початкова різниця фаз у всіх інтерферометрах встановлюється рівною величині . Для цього у конструкції АЦП передбачається початкове регулювання інтерферометрів за допомогою напруги , яка подається на електроди (В). На виході системи встановлено компаратор. Отже, вихідними елементами ОІС формується код згідно з таблицею, зображеною на рис. 5.3.1, б.
5.4. ОІс для обчислювальної техніки

В даному пункті розглянемо бістабільні та мультістабільні інтегрально-оптичні пристрої. Відомо, що саме на основі бістабільних та мультістабільних елементів і будується логічні комірки сучасних електронно-обчислювальних машин.

Оптичним бістабільним елементом прийнято називати пристрій, залежність потужності оптичного сигналу якого від потужності на вході елемента має вигляд гістерезисної петлі (рис. 5.4.1).b_2


Рис. 5.4.1

Одним з перших пристроїв, в яких спостерігалося явище оптичної бістабільності є певний резонатор, заповнений нелінійним середовищем (рис. 5.4.2). При низький інтенсивності вхідного сигналу певної довжини хвилі не виконується умова виникнення в ньому стоячої хвилі:

(5.4.1)

де – довжина резонатора, – показник заломлення нелінійного середовища, яке його заповнює, – ціле число. В такій ситуації резонатор діє як певний поглинаючий фільтр. Отже інтенсивність випромінювання на його виході суттєво менша ніж на вході.b_1


Рис. 5.4.2

1,1 – резонатор, 2 – нелінійне електро-оптичне середовище, 3 – світлоподілювач, 4 – фотоприймач, 5 – підсилювач напруги, 6 – керуючі електроди
При збільшенні інтенсивності збільшується показник заломлення середовища і „частота” настройки резонатора все більше збігається з частотою хвильових коливань, тобто ліва і права частини співвідношення (5.4.1) все менше різняться. Як наслідок, інтенсивність випромінювання в самому резонаторі і на його виході починає зростати, що в свою чергу призводить до додаткового збільшення . Фактично утворюється ланка позитивного оберненого зв’язку, Отже процес буде продовжуватися поки не буде виконуватися співвідношення (5.4.1) Крива наростання потужності на виході такого елемента має стрибкоподібний характер, аналогічний характеру кривої наведеної на рис. 5.4.1. При зменшенні вхідної інтенсивності наявність нелінійності середовища та виконання умови (5.4.1) буде „підтримувати” на певному рівні вихідну потужність випромінювання, поки система „не зірветься”. В цьому випадку рівень вхідної інтенсивності точно недостатній, щоб виконувалася рівність (5.4.1) та ліва і права його частини різняться на величину близьку до . Таким чином реалізується гістерезисна петля, аналогічна кривій наведеної на рис. 5.4.1.

Проте реалізація таких пристроїв з „чистою” оптичною бістабільністю проблематична, оскільки суттєві зміни показника заломлення вимагають значних потужностей лазерного джерела (близько до 1 МВт/см2). Вийти з цієї ситуації та створити бістабільні елементи, які працюють при відносно невеликих потужностях дозволяє гібридна технологія. Для цього в якості нелінійного середовища використовують електро-оптичний матеріал. Частина випромінювання на виході елемента відводиться на фотоприймач 4 (див. рис. 5.4.2). Після цього електричний сигнал підсилюється та подається на керуючи електроди. За рахунок цього показник заломлення середовища 2 додатково змінюється.

Зауважимо, що сучасна технологія дозволяє створити такі пристрої в планарному виконанні у вигляді ОІС.b_5


Рис. 5.4.3
На рисунку 5.4.3 зображений бістабільний елемент, виконаний на основі зв’язаних хвилеводів. При малій інтенсивності довжина активної ділянки Х-розголужовача менша ніж довжина зв’язку. Отже світлова хвиля розповсюджується, як в каналі Б так і в каналі А. Сигнал з виходу каналу Б поступає на фотоприймач 1 та через підсилювач 2 подається на керуючі електроди. При зростанні інтенсивності в результаті дії світла відбувається зменшення довжини зв’язку. Відповідно все більша частина світлового потоку перекачується в канал Б. Проте параметри системи вибрані таким чином, що ще тривалий час інтенсивність в каналі А зростає в абсолютних одиницях виміру. Такий процес буде відбуватися до тих пір, поки співвідношення між довжиною активної ділянки та довжиною зв’язку не стане близьким до одиниці та завдяки зменшенню долі інтенсивності, яка залишається в каналі А сигнал на фотоприймачі не перестане зростати. При цьому зростання інтенсивності в каналі Б відбувається значно скоріше, ніж зростання цієї величини на вході ОІС, загасання інтенсивності в цьому каналі відбувається з певною затримкою. b_1


Рис. 5.4.4
Наступний пристрій виконаний на основі нелінійного хвилеводу і решітчастого елемента зв’язку (рис. 5.4.4). При малих інтенсивностях пучок не вводиться хвилевід, оскільки кут дифракції в середовищі хвилеводу не відповідає напрямку на хвилевідні моди. При зростанні вхідної інтенсивності показник заломлення хвилевідного шару починає змінюватися, що в свою чергу призводить до зміни кута дифракції пучка .

В решті решт кут дифракції стає близьким до кута, під яким розповсюджується мода та інтенсивність в середині хвилевода (і на виході ОІС теж) починає швидко зростати. При зменшенні вхідної інтенсивності вихідна поводить себе так само, як і в двох попередніх випадках. Природно, що для забезпечення роботи такого елементу на низьких інтенсивностях при побудові такого бістабільного пристрою може також бути використана гібридна технологія з організацією електронної ланки додатного оберненого зв’язку.




<< предыдущая страница   следующая страница >>